无增益折衷的CMOS LNA输入匹配网络
如今，大多数无线接收器通常都需要有高增益的LNA。
作为接收器链中的第一个有源组件（active block），LNA应该提供足够的增益，以克服后续级带来的噪声，并尽可能减少噪声。
然而，在一些如IEEE 802.15.4的无线标准中，LNA的噪声系数（NF）不是一个关键的性能参数1，2。
NF要求可以适当放宽，以优化其他设计参数，如增益、功耗和芯片面积。
在这篇文章中提出的LNA是专门为IEEE 802.15.4标准设计的。
流行的LNA拓扑结构是源极电感负反馈（inductive source-degeneration）共源LNA（LCSLNA）、共栅LNA（CGLNA）和电阻反馈LNA（RFLNA）。
由于其方便的输入匹配、高增益和低噪声，L-CSLNA通常是超低功耗窄带应用的首选3-6。
但是，其增益性能会受到输入匹配条件的限制。
在L-CSLNA的高增益和良好的输入匹配之间存在一个折衷问题。
在这篇文章中，提出的LNA的输入匹配是通过一个电容反馈方案和一个Л匹配网络实现的。
相比L-CSLNA，电容反馈有助于减少输入匹配所需的电感数目。
此外，利用Л匹配网络可实现较高的增益和更大的设计自由度。
Chung和Shahroury实现了利用电容反馈进行输入匹配的概念7。
不过，所使用的LNA采用的是非级联结构。
为了实现高反向隔离，它利用了一个多级结构，这导致了非常高的功耗。
提出的LNA采用单级级联结构，给出了输入匹配、增益和NF的详细分析。
LNA是采用IBM 0.13μm RF CMOS技术实现的。
源极电感负反馈共源LNA
输入阻抗分析的L-CSLNA原理图及其等效小信号电路如图1所示。
CY包括节点Y的所有寄生电容，可以近似为：
RY是来自节点Y的M2源的总阻抗，在此电路中，RY可近似为1/gm2，此处的gm2是晶体管M2的跨导。
推导出的L-CSLNA的输入阻抗是：
其中是工作频率，Cgs1和Cgd1是寄生栅源和栅漏电容，gm1是晶体管M1的跨导。
当 
时，Zin_L可以简化为：
这与经典结果是一致的。
在谐振频率，输入阻抗Rin_L等于gm1Ls/Cgs1和晶体管gm1的跨导，可有效地提高Geff_Lgm1，其中Geff_L是：
0是谐振频率。
在输入匹配条件下这个LNA的噪声系数是：
在方程5中，RLg是电感Lg的寄生串联电阻，Rg是晶体管M1的栅极电阻， 和 分别是晶体管M1和M2的漏电流噪声， 是输入源电压噪声。
大gm1和小Cgs1是实现高增益和低噪声所必需的4，5。
由于输入匹配条件，Ls的值通常相当小。
小Ls的要求有时会成为LNA设计的一个困扰，因为不是所有的电感值都适用于工艺设计套件（PDK）。
提出的具有匹配网络的电容反馈CSLNA
Cheng7介绍的LNA使用了输入器件的寄生栅漏电容和输出电容CL，以形成电容反馈匹配网络。
只有一个电感用来实现输入匹配。
不过，该分析只适用于非级联结构。
对于CS拓扑结构，要有高反向隔离和良好的稳定性，级联是首选的结构。
在这里，介绍了级联结构的分析。
其原理如图2所示。
基于小信号电路（b），级联电容反馈LNA的输入网络可以转换为一个包括Lg、Cf和Rf的串联RLC匹配网络。
Cf和Rf的值可以推导得出：
且
Cx和Rx可以按以下方程计算
为了实现输入匹配，Rf的设计等于Rs。
此输入匹配网络的有效增益是：
该LNA在输入条件观看到的噪声系数可以推导得出：
与L-CSLNA相比，电容反馈LNA需要的输入匹配电感数量较少。
但这样做的好处伴随着较高NF的折衷问题，这可以从方程5和11观察到。
从方程4和10看到，以上讨论的两个LNA的输入网络的有效增益受到了50 Ω匹配条件的限制。
为了实现良好的输入匹配，Rf和（gm1Ls/Cgs1）必须匹配到50 Ω。
这将限制Geff_L和Geff_no_L的选择，因此限制了这两个LNA可实现的增益。
在这两个LNA中存在着高增益和良好的输入匹配之间折衷的问题。
提出的LNA增加了一个并联电容器Cg，如图3所示前述的栅极电感创建了一个Л匹配网络。
它显示了用于提出的LNA（b）的输入阻抗计算的小信号电路。
如上所述，Rf和Cf是由电容反馈机制形成的。
电感Lg可分为两个较小的部分：L1和Lf。
这两个电感与Cg和Cf谐振。
共振频率的输入阻抗为：
提出的输入匹配网络的有效增益是：
方程13显示，提出的LNA的有效增益可以通过减小Rf值来增加，而不像电容反馈LNA和L-CSLNA，其有效增益受到50 Ω匹配条件的限制。
当减小Rf时，根据方程12，LNA的输入阻抗可以通过减小L1匹配到50 Ω。
电容Cg和电感L1为LNA设计增加了额外的自由度。
有效增益不再受到输入匹配条件的限制。
因此，提出的LNA将能够实现比L-CSLNA和电容反馈LNA高得多的增益。
图4显 示了在同样功耗水平和输出负载条件下，提出的LNA和L-CSLNA的S21和S11的响应情况。
在要测试的频率下，两个LNA的设计具有相同的输入匹 配。
提出的LNA显示了更好的增益性能。
LNA的增益为3 dB，高于L-CSLNA。
带宽（BW）随着匹配网络的有效增益而增加。
但是，如下所示，这个仿真中的LNA的带宽对所需标准来说仍然足够大。
提出的 LNA的噪声系数是：
方程11相比，由于Л网络的缘故，RLg的噪声贡献增加了。
不过，当LNA设计的Geff_高于Geff_no_L时，来自 的噪声贡献可以减少。
因此，它可以弥补由RLg造成的损耗。
此外，当Geff_增加时，级联级的噪声贡献也会减少。
对于频率f0条件下的窄带LNA，设计步骤总结如下。
为实现最好的晶体管性能，要采用最小的通道长度。
为了实现高增益和低噪声，Rf的值要设计得尽可能小。
不过，正如上面所讨论的，所需应用的带宽必须保持足够。
此外，当Rf下降时，所需的L1减小，但所需的Cg增加。
由于Cg的负极板直接连接到地，其值应该不会太大。
Cg和L1的值来自于方程12。
根据所需的增益和可用芯片面积确定Lf的值。
Lf越大，得到的增益越高。
在f0，Cf与Lf谐振。
鉴于特定漏电流和所需的Rf和Cf值，可根据方程6-9设计晶体管的尺寸和偏置。
为了验证这一理论，采用IBM的0.13 μm RF CMOS技术设计和制作了一个LNA。
其原理如图3（a）所示。
所有电感器均在片上。
在要测试频率，电感LL将与晶体管M2的漏极节点的总电容产生谐振。
电感Lg和电容Cg的设计可以满足匹配条件。
该LNA的第二级是输出缓冲区。
输出缓冲区的目的是要将输出端口匹配在测设备的50 负载。
缓冲区的负载效应与LNA级的混频器加载效果大致相同。
测量结果
LNA的芯片显微照片如图5所示。
总面积包括输出缓冲区和0.74×0.84 mm的焊盘（pad）。
图6显 示了提出的LNA的电压增益、S11和S22。
还制作了一个与提出的LNA相同功耗水平和输出负载条件的L-CSLNA。
在2.4 GHz时LNA的电压增益为21.5 dB，而L-CSLNA的电压增益为18.8 dB。
测得的LNA的增益是2.7 dB，高于L-CSLNA。
提出的LNA具有良好的输入和输出匹配。
在2.4 GHz条件下，S11的值是12 dB，S22的值是-16 dB。
如图7所示，相应的NF为4.9 dB。
实测的NF超过了仿真的NF，达1 dB。
这个大的差异归因于恶劣的噪声建模和工艺变化。
IEEE.802.15.4接收器可以容许LNA和混频器的噪声系数为11.2或10.5 dB1。
如果我们的LNA用在接收器前端，就需要一个NF小于19.8 dB的混频器。
这样一个宽松的NF要求用目前的CMOS混频器设计不难实现。
LNA的IIP3为-12 dBm。
核心LNA从1 V电源电压汲取（draw）0.6 mA。
总功耗仅为0.6 mW。
这个LNA与文献中公布结果的比较列于表1。
虽然几个LNA11-14 都有较好的NF，但比提出的LNA消耗的功率更多。
此外，这种低NF对应用是没有必要的1，与提出的LNA相比性能相当类似。
不过，该LNA采用了一个大电阻负载来实现高增益。
因此，它不能在1 V的低电源电压下操作。
部分LNA13，14 显示了增益和线性度之间的折衷。
它们的IIP3较高，但功耗要高得多，增益比提出的LNA低得多。
根据表1计算的FOM，该LNA具有最好的FOM1和可接受FOM2。
结论
本文提出了一个新的输入匹配拓扑结构，无需对CSLNA增益进行折衷。
输入网络使用电容反馈和网络实现。
基于这种方法，CSLNA能够实现更高的增益，同时保持良好的输入匹配和低功耗。
本文解释了LNA的设计和制作的设计方法。
与L-CSLNA相比，淘汰了源电感Ls，并获得了较高的增益。
提出的LNA仅消耗0.6 mW，同时提供了非常高的增益、良好的输入匹配和适中的NF。
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