耦合电感SEPIC转换器的优势
端初级电感转换器 (SEPIC) 能够通过一个大于或者小于调节输出电压的输入电压工作。
除能够起到一个降压及升压转换器的作用以外，SEPIC 还具有最少的有源组件、一个简易控制器和钳位开关波形，从而提供低噪声运行。
看是否使用两个磁绕组，是我们识别 SEPIC 的一般方法。
这些绕组可绕于共用铁芯上，其与耦合双绕组电感的情况一样，或者它们也可以是两个非耦合电感的单独绕组。
设计人员通常不确定哪一种方法最佳，以及两种方法之间是否存在实际差异。
本文对每种方法进行研究，并讨论每种方法对实际 SEPIC 设计产生的影响。
电路运行
图 1 显示了耦合电感的基本 SEPIC。
当FET (Q1) 开启时，输入电压施加于初级绕组。
由于绕组比为 1：1，因此次级绕组也被施加了一个与输入电压相等的电压；但是，由于绕组的极性，整流器 (D1) 的阳极被拉负，并被反向偏置。
整流器偏颇关闭，要求输出电容在这种“导通”时间期间支持负载，从而强迫 AC电容 (CAC) 充电至输入电压。
Q1 开启时，两个绕组的电流为 Q1 到接地，而次级电流流经 AC 电容。
“导通”时间期间总 FET 电流为输入电流和输出次级电流的和。
FET 关闭时，绕组的电压反向极性，以维持电流。
整流器导电向输出端提供电流时，次级绕组电压现在被钳位至输出电压。
通过变压器作用，它对初级绕组的输出电压进行钳位。
FET 的漏极电压被钳位至输入电压加输出电压。
FET“关闭”时间期间，两个绕组的电流流经 D1 至输出端，而初级电流则流经 AC 电容。
伏-微秒平衡
耦合电感由两个非耦合电感代替时，电路运行情况类似。
要让电路正确运行，必须在每个磁芯之间维持伏-微秒平衡。
也就是说，对于两个非耦合电感而言，在FET“导通”和“关闭”时间期间，每个电感电压和时间的积必须大小相等，而极性相反。
通过代数方法表明，非耦合电感的 AC 电容电压也被充电至输入电压。
在 FET“关闭”时间期间，输出端电感被钳位至输出电压，其与耦合电感的次级绕组一样。
在 FET“导通”时间期间，AC 电容在电感施加一个与输入电压相等但极性相反的电势。
每间隔时间，对电感定义电压进行钳位，这样伏-微秒平衡便决定了占空比 (D) 的大小。
其在连续导通模式 (CCM) 运行时，可简单表示为：
FET 导通时，施加于输入端电感的电压等于输入电压。
FET关闭时，伏-微秒平衡通过钳位其 VOUT 来维持。
记住，FET 导通时，输入电压施加于两个电感；FET 关闭时，输出电压施加于两个电感。
两个非耦合电感 SEPIC 的电压和电流波形，与耦合电感版本的情况非常类似，以至于很难分辨它们。
两个还是一个？
如果 SEPIC 类型之间确实存在少许的电路运行差异的话，那么我们应该使用哪一种呢？我们通常选择使用耦合电感，是因其更少的组件数目、更佳的集成度以及相对于使用两个单电感而言更低的电感要求。
然而，高功率现货耦合电感有限的选择范围，成为摆在广大电源设计人员面前的一个难题。
如果他们选择设计其自己的电感，则必须规定所有相关电参数，并且必须面对更长的交货时间问题。
耦合电感 SEPIC 可受益于漏电感，其可降低 AC 电流损耗。
耦合电感必须具有 1：1 的匝数比，以实施伏-微秒平衡。
选择使用两个单独的非耦合电感，一般可以更广泛地选择许多现货组件。
由于并不要求每个电感的电流和电感完全相等，因此可以选择使用不同的组件尺寸，从而带来更大的灵活性。
方程式 1 到 3 表明了耦合电感和非耦合电感的电感计算过程。
方程式计算得到最大输入电压和最小负载时 CCM 运行所需的最小电感。
50% 占空比运行（VIN 等于 VOUT 时出现）和统一效率条件下，比较这些方程式可知，方程式 1 中耦合电感的计算值是非耦合电感计算值的两倍。
由于转换器肯定会有损耗，而大多数输入电压源均有很大不同，因此这种简化了的电感泛化一般为错误的；但它通常足以应付除极端情况以外的所有情况。
它一般意味着，转换器会比预期稍快一点进入非连续导通模式 (DCM) 运行，其在大多数情况下仍然可以接受。
如前所述，使用非耦合电感时，正如我们通常假设的那样，无需输出端电感的值与输入端电感一样；但是为了简单起见肯定会这样做。
利用 VOUT/VIN 调节输入端电感，便可确定输出端电感值。
使用更小值输出端电感的好处是，它一般尺寸更小而且成本更低。
实例设计
“表 1”所示规范为设计比较的基础。
第一个设计使用一个耦合电感，而第二个则使用两个非耦合电感。
表 1 原型 SEPIC 电气规范
使用一个耦合电感的设计是典型的 64W 输出功率车载输入电压范围。
方程式1表明，耦合电感要求 12 µH 的电感，以及 13 A 的组合电流额定值（基于 IIN + IOUT）。
这种设计特别具有挑战性，因为现货电感选择范围有限。
因此，我们指定并设计了 Renco 自定义电感。
该电感缠绕在一个分离式线轴上以产生漏电感，旨在最小化能够引起损耗的循环 AC 电流。
产生这些损耗的因为，施加在漏电感的 AC 电容纹波电压。
若想实施低功耗设计，Coilcraft（MSS1278 系列）和Coiltronics（DRQ74/127 系列）的耦合电感均是较好的现货产品。
就非耦合电感设计而言，33-µH Coilcraft SER2918用于L1，而22-µH Coiltronics HC9 则用于 L2。
它们的选择均基于绕组电阻、额定电流和尺寸。
选择电感时，设计人员必须注意还要考虑铁芯和 AC 绕组损耗。
这些损耗可降低电感的有效DC电流，但并非所有厂商都提供计算所需的全部信息。
错误的计算结果，会大大增加铁芯温度，使其超出典型的 40°C 温升。
它还会降低效率，并且加速过早失效现象的出现。
图 2 使用耦合电感的 SEPIC（4A 时 16V）
图 2 显示了使用一个耦合电感的原型 SEPIC的示意图。
若想在设计中实施非耦合电感，只需在相同 PWB 上用两个电感替换耦合电感便可。
图 3 显示了两种原型电路。
图 3b 中，L1 占用了耦合电感的空间，而 L2 则位于右上角。
正如预计的那样，两个电路以一种近乎完全一样的方式工作，且开关电压和电流波形实质相同。
但在性能方面存在一些重要的差异。
耦合电感设计的控制环路相当良性，而非耦合电感设计则在最初时候出现不稳定。
环路增益测量表明，高 Q、低频谐振是罪魁祸首，其要求添加一个 R/C 阻尼滤波器与 AC 电容并联。
极大简化时，谐振频率似乎约为：
图 3 SEPIC 原型
SEPIC 电路具有非常复杂的控制环路特性，同时由于分析结果的解释一般较为困难，因此必需使用一些数学工具来进行具体分析。
添加这种 R/C 阻尼滤波器（220 µF/2Ω）会增加成本、电路面积和损耗。
相比一个单耦合电感，使用两个非耦合电感会使面积增加 10%。
图 4 显示了两种电路的测量效率。
我们可以看到，耦合电感设计的效率增加多达 0.5%。
这可能是由于耦合电感设计的总铁芯损耗更低，因为其 DC 接线损耗实际高于使用非耦合电感的设计。
L2 使用一种粉状铁芯材料，其往往具有比L1 和自定义 Renco 耦合电感所用铁氧体材料更高的损耗。
尽管使用了 L2 的铁氧体材料，但其会导致更大的面积。
图 4 耦合和非耦合电感均获得了较好的效率
结论
利用一个耦合电感或者两个非耦合电感，均能成功实施SEPIC。
更高的效率、更小的电路面积以及更良性的控制环路特性，这些都是使用正确缠绕的自定义耦合电感时原型硬件所带来的好处。
自定义组件没有现货器件那么理想，而许多耦合电感随处可以购买到，且尺寸更小。
如果产品上市场时间至关重要，则非耦合电感可为设计人员带来更大的灵活性。
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