【我是工程师】换个方式做变压器复位
前言:
为了这帖子,被催过N多次
在此我对在幕后辛勤工作的电源网工作人员们说一声:你们辛苦了!
做电源的都知道，磁复位电路在开关电源磁性元件中是不可或缺的组成部分。一但出现复位不良结果就比较难过，轻则带不起负载，重则放鞭炮。
在巨响和浓烟中最怕见到老板的脸了，弄不好就得走人。。。。
扯远了，下面就是常见的单端正激电源功率变压器的主绕组和它的复位电路：
图中T1A是主绕组，励磁电流和功率传递电流都要流过它，因而绕组用的线也比较大；T1B是复位绕组，用于开关管关闭期间复位变压器，由于各绕组间耦合不可能做得很好，变压器还是有漏磁通存在，有必要在开关管上加上RCD吸收
，防止过高的电压损坏开关管。 哈哈哈上面的单端正激电路，为了更好地实现磁复位，一般要求T1A和T1B绕组匝数相等，耦合得比较好；在220V市电输入的电路中，由于开关管的性价比问题，超过1000V的管子会很贵没有竞争优势，还会要求占空比小于0.5，这种情况下理论上开关管两端的电压不超过2倍市电峰值电压。
设整流后E1电容两端的电压为VE1，开关管开通时间为Ton，关断时间为Toff,关断后主绕组上的复位电压为Vor。按照复位要求，则有公式
VE1*Ton=Vor*Toff
为了可靠复位，往往我们会要求Vor*Toff＞VE1*Ton.
给楼主和FQD点赞 谢谢娜娜姐（也许是娜娜妹呢！）！ 我要当姐~~~啦啦啦图中的单端正激电路,开关管导通时,由于D2的堵塞作用T1B绕组中无电流通过,开关管关断时,T1B绕组两端极性改变,D2导通,变压器励磁电流向电容E1充电,变压器反向磁化,完成磁复位过程.
理论上这电路损耗也不大,但实际测量中发现D2和它的吸收回路都很热.而且磁复位这部分能量也是再次充入电源高压电容E1中,并没有作用于输出负载上,做的是无用功.如此多周期反复,损耗是在所难免,因为电容存在等效电阻,充电电流还会使电容E1温度上升.
试想一下,如果励磁电流能在复位过程中向输出端释放,我们做的电源是不是可以提升一点效率呢?答案是肯定的!
只要我们能够保证Vor*Toff＞VE1*Ton，变压器就能复位。参考反激电源的复位电压VOR产生的方法，假如在变压器变压器的副边增加一个绕组，这个绕组匝数对应于原边绕组匝数的比例原边：副边＝N（以下称匝比）,当“输出电压*匝比N耦合到原边的电压（反射电压）”符合我们要求的复位电压时，变压器就能很好地复位。设输出电压为Vout,为了计算简单先忽略二极管正向电压降(实际应用电压低于20V就不能忽略，因为0.5-1V的管压降占总输出电压的比例超过了5%），以上Vor*Toff＞VE1*Ton 公式可以改为
Vout*N*Toff＞VE1*Ton
只要满足这个公式，变压器就能复位。
目前的复位绕组在原边，现在改到副边去？
当然得改到副边去，要不然能量怎么释放到输出端呢。 默默的看。回复 第7帖：
忽发奇想，白光LED 的截止区佔整个伏安特性差不多 90%，而驱动器的功率规模是以实际输出电压（或电流）为依归的！
我想，这些复位能量不足以（也不需要）令LED发光，却可以成为偏置电压，这样做，LED 依然是闪烁着的，但驱动只需负责余下的部份就可以了。
有想法就去执行,不经历怎么有进步呢.
哈哈哈，更新内容啦
加了个社区经典:http://www.nahua.net 扁平线电感/bbs/classic/
脑补了下巨响和浓烟中老板的脸等待更新
根据我的设想,用NCP1252A的IC设计了一个电源,原理图如下:
图中参数仅供参考,高压来自前级PFC输出,因PFC不涉及主题内容,PFC部分原理图就不上了.
把变压器部分的图放大并标注极性:
NS1:副边主输出绕组;
NS2:副边嵌位绕组,也是副边辅助输出绕组;
AUX:原边辅助供电绕组,给IC供电用的.
理论再好,还得实物上验证,要不然就是空话啦!
完成的PCB,上面放了两个变压器封装,两个PFC电感以适应多个功率应用.
好像没什么人关注
是太简单了还是大家太忙?
今天抽点时间算一下变压器,不管怎么样,我还是得做完这东东啊.
别人看没看我不知道，反正我是一直在关注的。支持你 是哦，我们都一直在跟帖嘞，Q童鞋，继续多加点肉，加油！ 恩，点赞这是NCP1252 IC的资料,一般情况下做正激我们都选用最大占空比为50%的NCP1252A,频率按规格书中给定的100K计算,外接振荡电阻选取43K.
NCP1252
这个IC属于电流型,自带软启动,用起来外围电路也比2845简单,省事不少
一般PFC级输出的电压在380-400V之间,为了达到输出保持时间的要求,我们可以设定PFC电压掉到某一个给定的值时,IC工作于最大占空比;
NCP1252A这个设置可以由2脚的外围元件(R5,R6,R7)设定,按图上标示的值,这个电压点在290V附近,假设此时最大占空比为49%(因为IC限制占空比小于50%了).
下面是变压器设计过程:
设计输出电压为12V;
最大占空比 Dmax=0.49,对应的输入电压为290V;
输出功率200-250W,按经验选ER3542卧式磁芯及配套骨架,磁芯AE:107mm2,AL=2770;
开关频率100Khz,MOS最大导通时间4.9uS,关闭时间5.1uS;
肖特基整流,整流管正向压降VF选取0.65V;
磁芯稳定工作时磁摆幅应该保证磁芯不饱和,一般选取0.25T.
习惯于倒推方式设计变压器,将输出部分重新截图如下,方便理解:
步骤1、
线路损耗假设为0.2V,那么A到GND端要求的最小输出电压为:
VA=(Vo+VF+0.2)/Dmax
=(12+0.65+0.2)/0.49
=26.22(V)
步骤2、
计算出变压器匝比
在最大占空比时的输入电压为290V，此时最小输出电压已经由上式算出，所以匝比＝电压比
匝比N＝290/26.22
＝11.06
供电带稳压措施，电流也比较小，可以按每匝电压多少V选取一个合适的值，此处忽略... ...
步骤3、
按NP＝Vinmin*Ton/(Bm*AE)计算出原边匝数，由磁芯AL值计算出原边的电感量；
式中单位
NP：匝数；
Vinmin：最低输入电压，单位伏特V；
Ton:MOS导通时间，单位微秒uS;
Bm:磁芯工作时磁摆幅，单位特斯拉T;
AE:磁芯有效截面积，单位平方毫米mm2;
得到
NP＝290*4.9/（0.25*107）
＝53.12
匝数取整数，结果为53匝；
磁芯AL值上面已经给出，值为2770，所以原边电感量L＝2770*53*53（nH)
约等于7.78mH;
步骤四、
由匝比N计算出副边主绕组匝数NS1
NS1＝NP/N
＝53/11.06
＝4.79
取整数，结果为5匝；
由副边匝数可以推出每匝伏数为
26.22V/5匝＝5.244V/匝，看了 IC规格书，我选择供电在12V以上18V以下，供电绕组绕3匝就行。
哎呦喂，更新啦，必须顶起来啊！如果是做双管正激，匝数设计到这里就能用，线径还得往下看如果复位要放到副边，得加点菜。
如果做原边绕组复位的那种，还要增加一个和NP绕组同样匝数的复位绕组，匝数设计也结束啦。
可是，我要做的是复位绕组放到副边的方式，还要继续才能完成设计。
步骤五、
由伏秒关系
Vout*N*Toff＞VE1*Ton
计算出原边匝数和复位绕组匝数的变比Nf；
实际上复位绕组两端电压要比输出电压高一个二极管压降0.65V，将上面公式调整变换一下，得到
Nf＞Vin*Ton/[(Vout+0.65)*Toff]
＞290*4.9/[(12+0.65)*5.1]
＞22.03
得到匝比，按匝比计算出复位绕组匝数 NS2＝NP/Nf
=53/22.03
=2.4（匝）
因为要求匝比大于22.03，所以只能取整数为2匝！
变压器线径选择：
设输出为12V18A，变压器转换效率0.95，其他条件按上面计算的结果，得出初级峰值电流约1.79A，有效值电流1.24A，线用6A/mm2选0.45线两根;
次级电流有效值约12.56A，用0.6的线9根并联；复位绕组0.6线3根并联绕制。
其他略了。。。。
照例是发板，回来贴片，插件，测试等等，上个成样的样子，先更新一下帖子，要不然自己都找不到啦。
上测试结果，最好有个对比。
请问前辈为什么pfc一定要用boost电路，普通的推挽 半桥为什么不可以啊？APFC 既要令市电可持续输出但又不能直接输出，那就要用 泵升法，
半桥推挽，推挽就会输出高频交流，用 boost 模式不无可以，把两管直通一下就行。
投票正式开始，投出的每一票都至关重要，最终大奖花落谁家?我们拭目以待...扫描
点击：
该参赛作品编号为NO.33
都是干货，就应该顶下 关注一下。期待楼主更新。。。。上几张测试图片：
负载的
PF值
有PF时输入功率
经计算，有PF值时效率约85.3%，无PF值时约88.7%，PFC部分损耗近10W，看来还得整改一下！
稍后上测试的各点波形文件。。。。
各点波形图
整流二极管的：
续流二极管
主开关管
MOS波形和常见三绕组还是有区别的。。。
复位二极管两端的波形：
看着电源想了下，变压器有那么大电感量，是不是可以加点气隙呢，反正复位也是能量传递过程。于是在磁芯上垫了一层黄胶带，结果DS波形如下：
从波形上看，复位时振荡幅度大了，不知道EMI会增加多少？
最外边再加一匝铜带作屏蔽会不会好点呀 嗯，有时间再试试！
想知道与常规的第三绕组去磁的效率对比。
嗯，有时间再试试！ 赞赞赞楼主的想法窝其实早就想过 但是一直不敢尝试呢
窝之前想的是在次级加个复位绕组然后把磁芯的励磁能量传递给负载来提高效率...
次级的复位线圈上的二极管的阴极应该连接到输出电容上吧（输出等小为一个电压源）
看起来楼主电路的效果不错捏w
然后连接高压侧的复位绕组能否取消呢？用一个RCD网络代替之...虽然会增加少许功耗但是能简单很多
我也想知道. 看到过用RCD复位的,如果MOS耐压不高往往损耗太大,发热严重.1KV以上的MOS又太贵,不好找.你次级怎么不弄成正反激的方法呢，，，
用两个一样的次级绕组，
好久没来了！ 学习了，学习 辛苦了 我要做工程师 学习大电流电感最新一代600W Vi-CHIP模块电源，发一些X-ray内部外观照片，调试过程中不小心过压了，一千多就这么废了。Vicor模块其他都好，就是千万注意别过压，无论输入输出端，尤其是不小心谐振了。
透视图，左半边和右半边
控制部
电源芯片，丝印是 |DP=B04 各位大神好！
有个电源芯片，丝印是 |DP=B04，哪位大神能知道相应的型号，邮箱：441401821@qq.com，谢谢！
SSM6N15FU，可对照一下看是不是这是立奇的。这一看就是RT系列的LDO
基于继电器MLX81150的车窗/天窗设计指导
汽车电动车窗和天窗主要由升降控制开关、电动机、升降机构和继电器等组成，它是利用开关控制电动机的电流方向，实现车窗和天窗的升（关）降（开）。
车窗和天窗电动机都
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