宽带阻抗测量仪的设计——信号发生电路设计 （三）
3.1信号调理电路
信号的调理可具体分为两个方面：一是对噪声干扰的有效抑制；二是对输出信号功率进行调理。
3.1.1低通滤波器
AD9858的内部没有低通滤波器，因此经过DAC输出的扫频信号不可避免的含有高频噪声，该噪声可以分为两大类：一类为DAC数模转换所带来的阶梯波形分量及其高次谐波，另一类为AD9858内部系统时钟及其高次谐波。
故信号输出端口需加低通滤波抑制高频干扰。
滤波器可以分为有源和无源滤波器。
有源滤波器的设计引入了有源元件—集成运算放大器，由于运算放大器具有近似理想的特性，且可以省去电感，因此可以得到接近理论预测的频率响应特性，并能减小体积（特别是在低频时，无源滤波器的电感量较大）。
但由于受到运放带宽的限制，有源滤波器一般仅限于几百kHz以内的频带。
无源滤波器采用分立元件进行设计[23]，其频率范围比较宽，因此一般用于高频设计。
由于AD9858的内部时钟为800MHz，输出信号的最高频率为 300MHz，因此在图3-2中的两个滤波器需要设计成无源低通滤波器。
低通滤波器可以分为巴特沃什滤波、切比雪夫滤波、贝赛尔滤波和椭圆滤波等。
对各种滤波器的幅频特性的比较如图3-3所示。
巴特沃什低通滤波器的通带和阻带都是平坦的，但是其过渡带太过平缓；切比雪夫低通滤波器的通带是等波纹抖动的，阻带是平坦的，过渡带巴特沃什稍陡；贝赛尔低通滤波器和切比雪夫低通刚好相反，通带平坦，阻带是等波纹抖动的；椭圆低通滤波器的通带和阻带都是抖动的，但是其过渡带下降迅速，过渡带很窄。
在本系统中，为了使输出信号频率最高300MHz时能够最低程度的降低AD9858内部系统时钟800MHz的干扰，采用了具有较窄过渡带特性的椭圆滤波器，并采用三级椭圆低通滤波。
根据系统要求输出信号的频率可达300MHz，设定其通带为350MHz，且三级滤波具有下降速度更快的过渡带，可以有效的滤除400MHz以上的高频干扰。
在图3-2中的两个滤波器都为低通滤波器，其设计可完全相同，但二者的功能是有所区别的：LPF1用于滤除AD9858的内部输出高频噪声，LPF2是为了尽可能的减少多个不同器件所带来的内部高频噪声对输出信号的影响。
考虑到实际的椭圆滤波器的设计与理论分析是有所不同的，在本次设计中采用理论分析与测量滤波器的实际频谱特性相结合的方法，在实际的调试中逐渐改变滤波器的元件值，以使频谱特性达到最佳。
首先，按照低通椭圆滤波器的理论设计方法，采用查归一化滤波器表的方法设计出原始的三级椭圆低通滤波器，初步确定元件值。
如图3-4所示为理论设计的椭圆低通滤波器。
其次，对理论滤波器进行改进。
由于电阻、电容和电感元件的特性并不是理想的，这一点在高频中尤其突出，所以需要改进。
在实际中，制作PCB实验板并把滤波器焊接好，用频率特性测试仪对焊接好的滤波器进行测量，如果幅频特性不好，则调整电容的值，再次测量滤波器的幅频特性，如此反复，直到该滤波器的特性满足要求为止。
经过实验调整，该三级椭圆低通滤波器的电路参数及特性曲线如图3-5所示。
3.1.2功率控制电路
如果要求扫频信号源输出信号的功率可调范围大于AD9858的输出信号的功率范围，则需要对输出信号的功率进行调理。
本系统采用可控增益放大器对信号功率进行调理。
如图3-2所示，在可控增益放大器AD8369 [24]的后面加有固定宽带运放AD8009和射频功放RF2317，这主要是为了进一步增加信号的功率，使其达到更高的功率范围，其中AD8009还有把差分信号转换为单端信号的作用。
AD8369为数字可控增益放大器，其可调节的放大范围为45dB，步长为3dB，可以对输出信号功率进行调节。
AD8369的带宽为600MHz，差分输入输出，数据接口为4位并行或3端串行，差分输入输出电阻为200，单端口到地等效电阻为100，数字控制的增益倍数与AD8369的外围电路有关。
在本系统中，该数字可控增益放大器的输入端口为滤波器LPF1的输出信号，为了与AD8369相匹配，在滤波器的输出端跨接一个100的电阻，这100的电阻作为AD8369的输入阻抗；AD8369的输出端口为由宽带运放AD8009组成的差分变单端信号的转换电路，整个电路的设计如图3-6所示。
在图3-6中，AD8369的四个1nF电容为隔直电容，其功能是阻止直流从AD8369的端口输出。
SENB信号用于对并行或串行数据端口的选择，当接为3.3V高电平时，数据采用串行方式输入，当接为地时，数据采用并行方式输入，在本系统中采用并行方式输入数据，电路设计中使该引脚接地。
DENB信号为数据写控制信号，在串行方式中，低电平有效，在并行方式中，下降沿锁存数据。
在图3-6的情况下，AD8369由于内部输入输出阻抗的存在，所以其数字可控的增益倍数将与器件外部的阻抗有关。
对于AD8369的输入端，其内部差分输入阻抗为200，外部的等效阻抗为100，则输入电路引入的衰减量见式（3-7）。
对于AD8369的输出端，在进行交流分析时，AD8369的输出端所接电路的等效电阻可以近似为R f和R s串联，而器件内部的差分输出阻抗为200，因此输出电路引入的衰减量见式（3-8）。
考虑到AD8009后级电路输入阻抗的影响，AD8009实际的等效输入阻抗总是要比R f和R s串联的值小一些，所以AD8369输出电路的实际衰减量比上述计算值略小（约-9.5dB）。
由于器件内部的放大范围为+3dB~+48dB，故AD8369电路的实际放大范围为-10dB~+35dB。
四位数字控制量与放大倍数的关系如表3-7所示。
在图3-6中，使用宽带运算放大器AD8009作为差分信号变单端信号的转换电路，且具有放大功能，对差分信号可以放大2倍。
在AD8009的放大倍数为2时，其大信号带宽为400MHz，但受工作电压＋5V的限制，当50负载匹配时，输出信号的功率最大为15dBm。
达不到对输出信号功率的最大要求，需要使用射频放大器件来进一步提升信号的输出功率。
3.4射频放大电路
对于射频放大电路的设计考虑两点：1.信号的功率达到要求；2.抑制输出信号的噪声。
功率能否达到要求主要由射频器件所决定，对噪声的抑制采用低通滤波器
。
首先对滤波器的位置的选择，当滤波器放在射频器件后时，由于要求扫频信号源的输出阻抗为50。
而LC滤波器在不同频点时的输出阻抗不同，不能保证阻抗匹配，所以在射频器件的输入端进行滤波。
该低通滤波器也是采用椭圆滤波，在图3-2中为LPF2，其设计与LPF1完全相同，不再赘述。
本系统中射频器件采用RF2317，其带宽可达3.0GHz，输入输出阻抗均为75，对小信号有15dB的固定放大，输出信号功率最高可达+24dBm，采用9V或12V单电源供电。
由于RF2317的输出阻抗为75，为了使扫频信号源的输出阻抗为50，则需要在RF2317的输出端并接阻值为150电阻。
150和75的电阻并联，保证了信号源内阻为50的要求，但却降低了的信号的输出功率，因为信号功率由150电阻和负载共同分担，150电阻消耗掉RF2317输出功率的1/4，所以加在网络上的最大信号功率为24dBm×3/4=18dBm。
射频放大电路如图3-7所示。
图中，RF2317的输入输出端口加了1nF的隔直电容，是因为器件在输入端口含有高于5V的直流电压，输出端口具有8V左右的直流分量，为防止直流量对前后级的影响甚至损坏器件，隔直电容是必须的。
471uH的电感与隔直电容的功能恰好相反，该电感可以抑制交流信号被12V电源分流，同时不影响RF2317工作所需要的直流偏置电压，当交流信号的频率为100kHz时，该电感的阻抗为2×π×10 5×471×10 -6即296，而输出端口的等效阻抗为150和50的并联值37.5，交流信号的11%从电源回路流走，此时加到负载网络上的信号功率将有所下降，达不到信号最大输出功率，只有交流信号的频率提高后，电感的等效阻抗提高，那么从电源回路损失的交流信号才可以忽略不计。
图3-7中，采用5个51电阻并联构成10的限流电阻，对器件起保护作用，当RF2317内部消耗电流过大时，10电阻上的压降增大，加到器件上的电压随之下降，RF2317的工作点下降，不能全速工作，从而降低工作电流。
采用5个51电阻并联的原因在于RF2317的最大工作电流可达200mA，则10电阻消耗的功率为0.4W，而贴片电阻所能承受的功率低于0.1W，故选择多个51电阻并联并使其等效阻抗为10左右，每个51消耗功率仅为0.08W。
在实际电路中由于电感为绕线电感，其内阻比较大，测量值为接近20，其本身即可起到限流的作用，所以省去了并联的5个51电阻。
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