反激式(RCD)开关电源原理及设计
因该电源是公司产品的一个配套使用，且各项指标都不是要求太高，故选用最常用的反激拓扑，这样既可以减小体积（给的体积不算大），还能降低成本，一举双的！ 反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。
先学习下Buck-Boost变换器
工作原理简单介绍下 1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流Is流过电感L，电感电流IL线性上升，储存能量！ 2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！给电容C充电及负载提供能量！ 3.接着开始下个周期！ 从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！ 根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！ 根据伏秒法则 Vin*Ton=Vout*Toff Ton=T*D Toff=T*（1-D） 代入上式得 Vin*D=Vout*（1-D） 得到输出电压和占空比的关系Vout=Vin*D/（1-D） 看下主要工作波形
从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是Vin+Vout）；
再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（Ccm模式）。
如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！
从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM模式）。
把上边的Buck-Boost变换器的开关管和续流管之间加上一个变压器就会变成反激变换器！
还是和上边一样，先把原理大概讲下： 1.开关开通，变压器初级电感电流在输入电压的作用下线性上升，储存能量。
变压器初级感应电压到次级，次级二极管D反向偏置关断。
2.开关关断，初级电流被关断，由于电感电流不能突变，电感电压反向（为上负下正），变压器初级感应到次级，次级二极管正向偏置导通，给C充电和向负载提供能量！ 3.开始下个周期。
以上假设C的容量足够大，在二极管关断期间（开关开通期间）给负载提供能量！ 咱先看下在理想情况下的VDS波形
上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！
从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？
这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。
可以用公式表示为VF=VOUT/（NS/NP），（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的） 式中VF为反射电压； VOUT为输出电压； NS为次级匝数； NP为初级匝数。
比如，一个反激变换器的匝比为NP：NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V. 上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。
下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形
从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0.
那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM）还是非连续模式（DCM）？
是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。
如图所示
从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM）；
只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）；
介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。
以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF.类似于下图
这个图是一个48V入的反激电源。
从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。
这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。
具体RCD吸收电路图如下
简单分析下工作原理 1.当开关S开通时，二极管D反骗而截至。
电感储存能量。
2当开关S关断时，电感电压反向，把漏感能量储存在C中，然后通过R释放掉。
细心的朋友可能会发现，当开关关断的时候，这个RCD电路和次级的电路是一模一样的，D整流，C滤波。
R相当于负载。
只不过输出电压不是VO，而变成了次级反射到初级的电压VF.所以，注意了，R的值不能取得太小，太小了损耗严重，影响效率。
而且电阻的功率会变的很大！ 下边来个加了RCD吸收的波形
关于RCD吸收的选取网上有很多文章，在以后我会介绍下！
面讲下变压器的设计方法！
变压器的设计方法有多种，个人感觉适合自己的才是最好的，选择一个你自己最熟悉的，能够理解的才是最好的！
我先介绍下一种设计方法：
1.先确定输入电压，一般是按照最低输入直流电压计算VINmin计算
A.要是直流输入按直流的最低输入来计算；
B.要是输入为交流电，一般对于单相交流整流用电容滤波，直流电压不会超过交流输入电压有效值的1.4倍，也不低于1.2倍。
列如，全范围交流输入85-265VAC的电源，一般按85VAC时计算，那VINmin=85*1.2=102V，一般会取整数按100VDC计算。
2.确定导通时间Ton 导通时间Ton=T*D T为周期T=1/F D为最大占空比，一般在最低输入电压的时候，D会最大，保证输出稳定。
注意大的占空比可以降低初级的电流有效值，和MOS的导通损耗，但是根据伏秒法则，初级占空比大了，次级的肯定会小，那么次级的峰值电流会变大，电流有效值变大，会导致输出纹波变大！所以，一般单端反激拓扑的占空比选取不要超过0.5. 而且一般的电流控制模式，占空比大于0.5要加斜率补偿的，对调试是个难度。
还有一重要的是你的占空比决定你的匝比，匝比决定啥，嘿嘿，反射电压VF，忘了再去上边看下，再加上你漏感引起的尖峰，最终影响你MOS的耐压。
占空比越小匝比越小，反射电压VF越低，MOS的电压应力小。
反之MOS的电压应力大，所以占空比要考虑好了。
要保证再最高电压下你的VDS电压在MOS的规定电压以下，最好是降额使用，流出足够的余量来！ 列如，电源的开关频率为100K，最低输入时的最大占空比为0.4，那T=1/100000=10μS，那么Ton=0.4*10μS=4μS. 3.确定磁芯的有效面积AE AE一般会在磁芯的资料中给出。
4.计算初级匝数NP NP=VINmin*Ton/ΔB*AE 式中VINmin为直流最低输入电压； Ton为导通时间 AE为磁芯的有效面积 ΔB为磁感应强度变化量，这个值和磁芯材质，及温升等有关，一般考经验来选取，在0.1-0.3之间，取得越大，余量越小，变压器在极端情况下越容易饱和！俺一般取0.2. 5.计算次级匝数NS NS=（Vo+Vd）*（1-D）*NP/VINmin*D 式中Vo为输出电压 Vd为二极管管压降 D为占空比 NP为初级匝数 VINmin为最低输入电压 6.确定次级整流二极管的应力VDR 上边算出变压器的初级匝数NP和次级匝数NS后，就可以得出次级整流二极管的电压应力 VDR=（VINmax*NS/NP）+VOUT 式中VINmax为最大输入电压，要保证在最高输入电压下你的二极管的电压应力不超标。
一般算出来的这个VDR还要考虑降额使用，所以二极管的耐压要高于这个VDR值。
一般还要在整流管上并一个RC吸收，从而降低二极管反向回复时间造成的电压尖峰！尤其是CCM模式的时候！ 7.确定初级电感量LP 确定电感量之前我们先看下上边的两个电流图
对于上图是两种工作模式的初级电感电流波形，我加了两个参数Ip1和Ip2； Ip1对应最低输入电流 Ip2对应最高峰值电流 有上边这两个我们也就可以算出平均电流Iavg了 Iavg=（Ip1+Ip2）Dmax/2 式中Dmax为最大占空比 如果输出功率为Pout，电源效率为Η，那么 Pout/Η=VINmin*Iavg=VINmin*（Ip1+Ip2）Dmax/2 得出Ip1+Ip2=2Pout/VINmin*Dmax*Η 然后就可以计算Ip1和Ip2的值了 对于DCM来说，电流是降到零的，所以Ip1为零 对于CCM来说Ip1和Ip2都是未知数，又出来个经验选择了，一般取Ip2=（2-3）Ip1，不能取得太小，太小了会有一个低电流斜率，虽然这样损耗小点，但容易使变压器产生磁饱和，也容易使系统产生震荡！俺一般取Ip2=3Ip1. 计算出Ip1和Ip2后，这时候可以计算初级的电感量了 在Ton内电流的变化量ΔI=Ip2-Ip1 根据（VINmin/LP）*Ton=/ΔI 得出LP=VINmin*Ton/ΔI 到此变压器的初级电感量计算完毕，变压器的参数也计算完毕！ 还有一种计算方法，就是按照上边的确定初级电感量的方法先确定电感量，然后来选择磁芯，选择磁芯的方法有很多种，一般最常用的是AP法 这个公式是看资料上的，具体我也没推倒过具体可以看看赵修科老师的那本《开关电源中的磁性元器件》。
式中L为初级电感量也就是LP Isp为初级峰值电流Ip也就是ΔI， I1L为满载初级电流有效值，但我往往会把Isp和I1L看成是一个，都是初级的峰值电流，所以仁者见仁智者见智，大家可以到应用时具体的来微调！ Bmax为磁感应强度变化量也就是ΔB.这个取值和上边一样，取得太大，磁芯小但容易饱和，而取得太小磁芯的体积又很大，所以一般折中取值！而且和频率关系也很大，要是频率很高，建议取小点，因为频率高了损耗也大，变压器大了有利于散热俺经常取0.2！ K1=Jmax*Ko*10-4 其中Jmax为最大电流密度俺一般取450A/平方厘米。
但赵老师书里取得是420A/平方厘米 Ko为窗口面积，有的也叫窗口利用率吧，一般取0.2-0.4，具体要看绕线的结构了，比如加不加挡墙等因素，所以选取时要充分考虑，免得因取得变压器太小，结构要求苛刻而绕不下，导致项目失败！ 10-4是由米变厘米的系数 所以上式整理下可得 AP=Aw*Ae=（LP*IP2*104/450*ΔB*Ko）4/3Cm4 计算出了AP就可以找到合适的磁芯，然后找到Ae再根据式 NP=LP*IP/ΔB*Ae 式中LP就是上边算得初级电感量 IP为初级峰值电流 ΔB为磁感应强度变化量 AE为磁芯的有效面积 后边的次级匝数NS和次级整流二极管电压应力的确定就和上边的步骤5和6一样了！ 那这两种初级匝数NP的确定方法到底哪个对呢，可以告诉大家都对。
根据电磁磁感应定律： （VINmin/LP）*Ton=IP 所以VINmin*Ton=L*Ip 所以这两个从本质上式一样的。
所以个人觉得第一个适合有经验的工程师，可以凭经验来选择变压器，然后来计算变压器参数而第二种适合初学者，先确定变压器再算变压器参数，免得因自己经验不足而走了弯路！ 变压器说到这把，以上是自己的个人意见，欢迎大家批评指正。
其实设计出来的参数仅供参考，由于变压器的漏感，PCB的布局，走线等因素会在调试时做微调，最后做出一个最优的、可靠的产品！
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