驱动LED串的DCM升压转换器简化分析（2）：实际考虑
- VC：内部运算跨导放大器（OTA）补偿引脚。在封装引脚与放大器输出之间有一颗裸片级的542 W ESD中联保护电阻。典型跨导gm为1.2 mS。OTA提供100 µA汲电流/源电流能力。
- VFB：LED 电流感测电阻R29根据约200 mV的内部参考电压来调节。
图1所示LED PWM调光控制电路的设计目标及工作原理如下文所示。
设计目标
在6至18 V输入电压工作范围下，此电路在200 Hz PWM调光频率时能支持1000:1的PWM调光比，使得计算出的最小脉冲宽度为5 µs。工作频率为1 MHz的NCV887300能产生最少5个升压晶体管门脉冲，以维持提供给LED电流的输出电容电荷。需要不连续导电模式（DCM）升压拓扑结构来维持稳压，因为在每个门脉冲过后升压电感能量全部被释放。连续导电模式（CCM）拓扑结构会导致稳压性能较差，且带来不合要求的模拟调光，因为升压电感的能量增强惯性要求数个工作周期。
输出漏电流损耗必须减至最低，以帮助维持深度调光工作期间的输出电容电荷。漏电流导致LED PWM关闭时间期间出现一些输出电压放电，反过来产生一些模拟调光，使PWM恢复导通时间时补偿网络出现显著误差。
- 肖特基整流器遭受跟温度相关的大漏电流影响。为了将升压整流器漏电流减至最小，电路中选择了超快技术的升压整流器。
- 陶瓷电容的漏电流比电解电容低得多，是首选的输出升压电容。
- 输出过压监测电路电流消耗必须保持在最低值。利用接地之电阻分压器网络的监测电路是不适合的。此电路中选择了齐纳激发的过压检测电路，因为齐纳拐点（knee）电压比电池电压高得多，而漏电流极低。
电路工作信息
Q18阻断数字电流，用于PWM数字调光控制。当PWM指令为有源低电平时，D34将IC的VFB反馈控制电压钳位至低于控制器稳压点的值，并阻断升压IC GDRV FET门驱动信号。Q15用作补偿网络状态采样/维持功能，用于深度调光应用。通用在PWM调光期间断开补偿网络连接，反馈补偿电容电荷（C31及C32）被维持，而当PWM指令变为有源高电平时快速动态控制就恢复。大电流电感
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